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PSPICE를 이용한 PEAK RECTIFIER 해석

{1. 서론2. Peak Rectifier 설계3. 시뮬레이션 (Pspcie)과 설계 규격과의 비교4. 결론1. 서론피크 정류기(Peak Rectifier)를 주어진 규격으로 설계해 보고 이를 Pspice 시뮬레이션을 통해서 설계 규격과 비교해보자.2. Peak Rectifier 설계{설계 규격1. {V_o =5 V2. {I_L = 25 mA{V_O = V_P - {1}over{2} V_r―1{V_r =V_P {T}over{CR}= {V_P }over{ fCR}―2{I_L = {V_P } over {R}―31{V_O을 얻기 위해서 가해야 하는 교류 전원의 {V_P구해 보면 식 1에 의해서{V_P = V_O + {1}over{2}V_r{V_O = 5V, {V_r(리플 피크간 전압)은 {0.2 V가정∴ {V_P = 5 V + 0.1V = 5.1V⇒ {v_I = 5.1 sin 2pi×60×t{[V]2 다음으로 {V_P와 {I_L(직류 성분 전류)을 이용해서 {R(부하 저항)구해 보면 식 3에 의해서{25mA = {5.1 V} over {R}∴ {R= 204{OMEGA직류 성분 전류가 커서 작은 부하 저항의 값을 작게 설정3 식 2와 {f=60[Hz], {V_P =5.1[V], {R= 204 [OMEGA]{C = {V_P } over {V_r f R } = {5.1} over {0.2×60×204}=2.1{mF부하 저항({R)의 값이 작으므로 커패시턴스 C의 값이 상대적으로 커지게 되었음4 해석에 의해 설계된 회로{2. 시뮬레이션 (Pspice)1 Ideal 다이오드를 사용한 경우※ N값을 D1N4148 모델의 1/10으로 설정하였음{* source PEAK_RECTIFIER *V_V_I 0 1 sin 0 5.1 60 0 0 0D_D 1 2 DidealR_R 2 0 204C_C 2 0 2.1m*.model Dideal D(Is=2.682n N=0.1836 Rs=.5664 Ikf=44.17m Xti=3 Eg=1.11 Cjo=4p+ M=.3333 Vj=.5 Fc=.5 Isr=1.565n Nr=2 Bv=100 Ibv=100u Tt=11.54n).tran 0.01m 60m 8.5m 0.001m.probe.END-Ideal 다이오드 모델을 이용한 시뮬레이션 결과{V_O ≒ 4.8{V{I_L ≒ 24{mA▶설계 규격과의 비교설계 규격보다 {V_O는 약 0.2 V 정도 낮았으며 {I_L은 약 1 mA 정도 작았습니다.소자 모델의 N 값을 Practical한 소자의 값보다 1/10배로 설정을 하여 Ideal Diode에 근접한 다이 오드 모델을 사용한 결과 근사한 결과를 얻을 수 있었습니다. 피크 정류기를 설계할 때 사용한 식 들 역시 Ideal Diode를 모델로 하여 근사화한 식이므로 시뮬레이션을 통한 해석 결과와 차이가 날 수 밖에 없는 듯 합니다.2 D1N4148 다이오드를 사용한 경우{* source PEAK_RECTIFIER *V_V_I 0 1 sin 0 5.1 60 0 0 0D_D 1 2 D1N4148R_R 2 0 204C_C 2 0 2.1m*.model D1N4148 D(Is=2.682n N=1.836 Rs=.5664 Ikf=44.17m Xti=3 Eg=1.11 Cjo=4p+ M=.3333 Vj=.5 Fc=.5 Isr=1.565n Nr=2 Bv=100 Ibv=100u Tt=11.54n).tran 0.01m 60m 8.5m 0.001m.probe.END-Practical 다이오드 모델을 이용한 시뮬레이션 결과{V_O ≒ 4.0{V{I_L ≒ 20{mA▶설계 규격과의 비교설계 규격보다 {V_O는 약 1V 정도 낮았으며 {I_L은 약 5 mA 정도 작았습니다.Practical Diode 모델을 사용하여 Diode 도통에 필요한 전압 강하만큼이 더 {V_O는 낮아졌습니다. 실제적으로 사용하는 다이오드 모델을 사용한 결과로 책의 아이디얼한 다이오드 모델로 얻은 근사 식으로 설계를 한 경우와는 상대적으로 많은 오차가 발생하였습니다.4. 결론회로 설계 시 생각해야할 사항은 모델을 사용하여 근사적으로 회로를 해석을 함에 따라 생기는 해 석의 간단함과 모델을 사용함에 따라 생기는 실제적인 회로의 값들과의 차이를 염두에 두어야 할 듯 합니다. 즉, 다이오드의 경우에는 이상적인 모델을 사용하였을 경우 해석을 가장 간단하게 할 수 있는 반면에 그 결과 근사적으로 얻은 값은 실제적인 다이오드의 값과는 차이가 상대적으로 크므 로 설계는 하는데 있어서 염두에 두어야할 사항인 듯 합니다.회로 설계의 초기 단계에 어떻게 해야하는지에 대해서 생각해 보는 계기가 되었습니다. 다시 말해 서, 설계 초기 단계에는 가장 적합한 모델을 사용하여 근사적으로 해석을 해야하며 그 결과를 바탕 으로 Pspice와 같은 시뮬레이션 툴을 사용하여 실제적으로 회로를 제작하지 않고 회로의 출력을 확인하는 제반의 과정에 스스로 해보는 경험을 해본 듯합니다.

공학/기술| 2008.10.27| 5페이지| 2,000원| 조회(476)

설계, 규격, 해석, 결론

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pSPICE를 이용한 CE Amplifier 해석

{1. 회로 설계2. {R_ｉｎ , LEFT | A_M RIGHT | ,f_L , f_H계산값과 해석값을 비교하는 표2-1 이미터 감생 저항이 없는 경우2-2 이미터 감생 저항이 있는 경우3. 바이어스 안정성을 확인4. 이미터 감생 저항의 기능을 정리6. 결론1. 회로 설계{※BJT-Q2N3904, ±5V PS ,Rsig={R_L=10 KΩ,{C_B = C_E = C_C = 10uF※Bypass Capacitor {C_E와 직렬로 {R_CE을 연결함으로서 이미터 저항의 신호 증폭도에 대한 영향을 알아볼 수 있도록 설계→{R_CE =130 OMEGAㄱ Q2N3904 모델 BJT의 {I_C대 {beta_dcPLOT({V_CE =2V)의 자료를 바탕으로 해서 {I_C,,{beta_dc결정{I_C =0.5 mA, {beta_dc = 123ㄴ 출력 신호 Swing 폭을 크게 하기 위해서 {V_C = 0V결정, {V_E= -2Vㄷ {R_C = {V_CC - V_C } over {I_C} = {5 - 0} over {0.5 m } = 10 K OMEGA{R_E = {V_E -V_EE } over {I_C} = {-2 -(-5) } over {0.5m} = 6K OMEGAㄹ {V_BE =0.7V ,{beta _dc =123{R_B = {0 - V_B} over {I_B} = -{V_E + V_BE } over {I_C / beta_dc } = {1.3} over {0.5m / 123} Image 320K OMEGA2. {R_ｉｎ , LEFT | A_M RIGHT | ,f_L , f_H계산값과 해석값을 비교하는 표가. {R_ｉｎ , LEFT | A_M RIGHT | ,f_L , f_H계산{beta_dc SIMEQ beta _ac{r_e={{V_T}over {I_E}={beta _ac } over {beta_ac +1 } {V_T} over {I_C} = {123} over {123+1} {25m}over{0.5m}{Image 49.6 OMEGA-{R_ｉｎ{=R_B || R_ib={R_B || (beta_ac +1)(r_e + Re)ㄱ 이미터 감생 저항이 없는 경우 {R_CE =0 OMEGA{R_ｉｎ{=R_B || R_ib={R_B ||r_pi= {130K || 124 times 49.6{APPROX r_ pi={124times 49.6 APPROX 6.1 K OMEGA{LEFT | A_M RIGHT | = LEFT | {v_0} over {v_s} RIGHT | = LEFT | -{R_ｉｎ} over {R_sig +R_ｉｎ} times {R_C || R_L } over {r_e } right | =38.2 V/Vㄴ 이미터 감생 저항이 있는 경우 {R_CE =130 OMEGA→{R_e = R_CE || R_E={6K||130 APPROX 130 OMEGA-{(beta_ac +1 ) (49.6 + 130) APPROX 22.3 K{R_ｉｎ{=R_B || R_ib={R_B || (beta_ac +1)(r_e + Re)≒20.9 KΩ{LEFT | A_M RIGHT | = LEFT | {v_0} over {v_s} RIGHT | = LEFT | -{R_ｉｎ} over {R_sig +R_ｉｎ} times {R_C || R_L } over {r_e + R_e} right | =18.8 V/V{Re 有Re 無{R_ｉｎ20.9 KΩ6.1 KΩ{LEFT | A_M RIGHT |18.8 V/V38.2 V/V{f_L주파수 해석에 대한 지식 부족으로 계산 못했음{f_H나. SPICE 해석※ Re 있는 경우{*** Analysis for CE Amplifier with Re ****.op*.tran 0.01m 0.5m 0m 1m*.print tran v(1) v(7).ac dec 100 1 10Meg.print ac vdb(7) vp(7)vs 1 0 dc 0v ac 1v 0+ sin (0v 10mv 10khz 0s 0)Rsig 1 2 10kCB 2 3 10uFRB 3 0 340KRC 4 5 10KRE 6 9 6KCE 6 8 10uFRce 8 9 130CC 5 7 10uFRL 7 0 10KVcc 4 0 5VVEE 9 0 -5V* C B E SQ1 5 3 6 0 Q2N3904.model Q2N3904NPN(Is=6.734f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=74.03 Bf=416.4 Ne=1.259+Ise=6.734f Ikf=66.78m Xtb=1.5 Br=.7371 Nc=2 Isc=0 Ikr=0 Rc=1+Cjc=3.638p Mjc=.3085 Vjc=.75 Fc=.5 Cje=4.493p Mje=.2593 Vje=.75+Tr=239.5n Tf=301.2p Itf=.4 Vtf=4 Xtf=2 Rb=10).endㄱ Bias AnalysisIB 4.02E-06IC 4.94E-04VBE 6.47E-01VBC -1.43E+00VCE 2.07E+00BETADC 1.23E+02GM 1.90E-02RPI 7.53E+03RX 1.00E+01RO 1.53E+05CBE 1.21E-11CBC 2.62E-12CJS 0.00E+00BETAAC 1.43E+02CBX/CBX2 0.00E+00FT/FT2 2.05E+08ㄴAC Analysis{※ Re 없는 경우{*** Analysis for CE Amplifier with Re ****.op*.tran 0.01m 0.5m 0m 1m*.print tran v(1) v(7).ac dec 100 1 10Meg.print ac vdb(7) vp(7)vs 1 0 dc 0v ac 1v 0+ sin (0v 10mv 10khz 0s 0)Rsig 1 2 10kCB 2 3 10uFRB 3 0 340KRC 4 5 10KRE 6 9 6KCE 6 8 10uFCC 5 7 10uFRL 7 0 10KVcc 4 0 5VVEE 9 0 -5V* C B E SQ1 5 3 6 0 Q2N3904.model Q2N3904NPN(Is=6.734f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=74.03 Bf=416.4 Ne=1.259+Ise=6.734f Ikf=66.78m Xtb=1.5 Br=.7371 Nc=2 Isc=0 Ikr=0 Rc=1+Cjc=3.638p Mjc=.3085 Vjc=.75 Fc=.5 Cje=4.493p Mje=.2593 Vje=.75+Tr=239.5n Tf=301.2p Itf=.4 Vtf=4 Xtf=2 Rb=10).endㄱ Bias AnalysisIB 4.02E-06IC 4.94E-04VBE 6.47E-01VBC -1.43E+00VCE 2.07E+00BETADC 1.23E+02GM 1.90E-02RPI 7.53E+03RX 1.00E+01RO 1.53E+05CBE 1.21E-11CBC 2.62E-12CJS 0.00E+00BETAAC 1.43E+02CBX/CBX2 0.00E+00FT/FT2 2.05E+08ㄴAC Analysis{※ Data 비교{Re 有Re 無{LEFT | A_M RIGHT |25.631.8{f_L64 Hz132 Hz{f_H284 KHz147 KHz⇒ BW가 Re가 있는 경우 더 넓은 것을 확인할 수 있음3. 바이어스 안정성 확인{{R_E=6KΩ{R_E=0{beta_ac{beta_dc{I_C(mA){V_C(V){beta_ac{beta_dc{I_C(mA){V_C(V)10694.90.4520.48410996.90.3771.2271431230.4940.0621481270.4940.0601731440.518-0.1831811510.588-0.8784. 이미터 감생 저항의 기능을 정리- 입력 저항의 증가: {R_ib =(beta +1)(r_e + R_e )- 전압 이득의 감소: {A_v APPROX - {gm (R_C || R_L )} over { 1+ gm Re}- 전압 이득의 안정: {A_v APPROX - { R_C || R_L } over {R_e}- 왜곡의 감소: 입력 신호의 같은 크기에 대해 이미터 접합의 신호 전압 감소- 고주파 응답의 개선5. 결론{R_E(dc emitter degeneration register)와 {R_e = R_E || R_ce(small signal emitter degeneration resistance)의 기능에 대해서 상세히 알아 볼 수 있는 기회였으며 회로 설계에 있어서 안정성이란 무엇인지 대해서 배울 수 있었습니다.

공학/기술| 2008.10.27| 7페이지| 2,000원| 조회(1,060)

이미터, 저항, 기능, 계산, 결론

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공통 소스 증폭기 해석(Pspice)

{1. 회로 설계2. {V_GS , V_DS , I_D , g_m , r_o의 계산값과 해석값 비교3. 극점과 영점 주파수의 계산값과 해석값 비교4. 설계한 성능 규격과 시뮬레이션한 성능 규격을 비교5. 바이어스 안정성을 확인하는 표를 작성6. 결론1. 회로 설계{fig1. Capture schematic of the CS amplifier가 가정- {0.5{mu mCMOS technology- Use the SPICE level 1 parameters{k'_n =mu_n C_ox =170 .1{muA/V^2{lambda = 0.1{V^-1→ {V_A =10V{L_OV = 0.8 mu m{V_t0 = 0.7V- a signal source resistance {R_sig = 50 K Omega- bypass and coupling capacitors: {10 mu F- Use 3.3 V power supply나 설계 규격{1. midband gain {A_M = 10 V/V2. Max power consumption {P=1.5 mW다 설계a {I_D는 {P=1.5 mW의 조건을 만족하기 위해서{I_D = P/V_DD =1.5 mW / 3.3 V = 0.45 mA(제한조건)b-{V_GS - V_t =V_OV = 0.3V (∵ a typical value in low voltage designs)- {V_DS = V_DD /3→ {V_DS = 1.1Vc{choosing{L=0.6{mu m{{W} over {L_eff} = {I_D}over {{1}over{2} k'_n V_OV^2 (1+ lambda V_DS )} = {0.45 times 10^-3 } over {{1}over{2} (170.1 times 10^-6 ) (0.3)^2 [1+0.1(1.1)]} SIMEQ 53※ {L_eff = L - 2L_OV =0.44{mu m→ {W = 0.44 times 53=23.2{mumd {LEFT | A_v RIGHT | = g_m (R_D ∥ R_L ∥ r_o ) SIMEQ 10V/V※ {g_m = {2 I_D} over {V_ov } = {2 times 0.45 } over {0.3} = 3{mA/V※ {r_o =V_A / I_D = 10 / 0.45 = 22.2{K Omega→{R_D SIMEQ 4.2{K Omegae {V_O = V_DD - I_D R_D = 3.3 - 0.45 times 4.2 = 1.39V→ {R_S = {V_o -V_DD /3}over{I_D} = {1.39 - 1.1}over {0.45} = 630 Omegaf {V_G = I_D R_S + V_OV + V_t0 APPROX 1.29{M Omega→ {V_G = {R_G2} over {R_G1 + R_G2} times 3.3 = 1.29V→ {R_G2 =1.29 M OMEGA, {R_G1 = 2.1 M OMEGA▶ 설계한 자료를 이용하여 Bias point simulationNMOS MODEL{.model NFET NMOS LEVEL=1 tox=9.5e-9 u0=460 lambda=0.1 gamma=0.5+ vto=0.7 phi=0.8 ld=0.08e-6 js=10e-9 cj=0.57e-3 cjsw=0.12e-9+ mj=0.5 mjsw=0.4 pb=0.9 cgdo=0.4e-9 cgso=0.4e-9 cgbo=0.38e-9{W=23.3 um L=0.6um AS=30.25P AD=30.25P PS=24.75U PD=24.75U{fig2. Bisa point 해석→ {I_D

공학/기술| 2005.02.06| 6페이지| 2,000원| 조회(2,701)

증폭기, 전자회로, pspice, 공통소스

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뉴턴 근사를 이용한 다이오드 동작점 해석

{1. 서론2. 해석할 Diode 회로3. Newton Method 알고리즘4. C로 구현5. 결론1. 서론순바이어스 영역에서 동작하고 있는 다이오드 회로의 직류 해석은 지수적 모델, 구분적 선형 모델, 정전압 강하 모델, 이상적 다이오드 모델들을 통해서 근사적으로 수행된다.직류 해석을 통해서 부하선(load line)과 다이오드의 {i-v특성 곡선(모델)이 교차하는 점을 구할 수 있으며 이 점은 동작점(operating point)을 나타낸다. 동작점의 좌표는 {Q로 표현한다.여기서는 지수적 모델과 부하선을 이용한 뉴턴 근사로 동작점을 산출할 것이다. 그리고 C language를 이용해서 프로그램을 통해서 좀 더 정확한 값을 구해볼 것이다.2. 해석할 Diode 회로{예제 3.4 아래의 회로에서, {V_DD =5 V이고 {R=1k OMEGA일 때, 전류 {I_D와 다이오드 전압 {V_D를 구하라. 다이오드는 {0.7V의 전압에서 {1mA의 전류를 흘린다고 가정하라. 그리고 그것의 전압 강하는 전류가 10단위 바뀔 때마다 {0.1V씩 변한다고 가정하라.{{{{{{1 지수적 특성 모델{I_D = I_S e^{{V_D} over {nV_T }}2 접지를 기준으로 KVL 적용{-V_DD + I_D R + V_D = 0⇒ {I_D = {V_DD - V_D} over {R}3 다이오드 파라미터일반적으로 주어지는 값인 {I_S = 10^-15 A, {V_T = 0.025 V, {n=1을 사용하지 않고 문제에서 주어지는 조건으로 파라미터의 값을 산출함※ 다이오드 파라미터 산출{V_2 - V_1 = 0.1 log {I_2} over {I_1}{V_2 - V_1 = 2.3nV_T log {I_2} over {I_1}⇒ {0.1 =2.3 nV_T,∴ {nV_T = {0.1} over {2.3 } ≒{0.043478{I_S = {I_D} over {e^{{V_D }over {nV_T }}}⇒ {0.001Aat {0.7V, {nV_T = {0.1} over {2.3 } ≒{0.043478∴{I_S ={1.018162 × 10 ^-10{A3. Newton Method 알고리즘과 직접 동작점 근사(간결함을 위해서 전압축 {V_D는 {x로 전류축 {I_D은 {y로 나타냄){1{초기값 및 다이오드 파라미터, 근사 조건{V_1= 0.7{V, {I_1 =0.001{A{nV_T = {0.1} over {2.3 } ≒{0.043478{I_S ={{1.018162 × 10 ^-10{A{e=10^-5{2 지수 특성 모델 {f(V_D ) = I_S e^{{V_D} over {nV_T }}의 도함수를 구한다.{f′{(x ) = {I_S} over {nV_T} e^{{x }over {nV_T}}{= {1.018162 TIMES 10^-10} over {0.043478} e^{{x }over {0.043478}}3 지수 특성 그래프에서{V_1의 미분값을 구한다.{f′{(V_1 ) = {I_S} over {nV_T} e^{{V_1 }over {nV_T}}{= {1.018162 times 10^-10 } over {0.043478} e^{{0.7 }over {0.043478}}{=0.0234 {V_1의 미분값과 {V_1= 0.7{V, {I_1 =0.001{A을 이용하여 직선 L의 식을 구한다.{y= f′{(x)(x-V_1 ) + I_1{=0.023(x-0.7)+0.0015 직선 L과 부하선이 만나는 교점을 구한다.{y= f′{(x)(x-V_1 ) + f(V_1 ){y= {5-x} over {1000}⇒ {x= {1000V_1 f′(V_1 ) - 1000 f(V_1 ) + 5 } over {1000 f′(V_1 ) + 1}{f′(0.7) =0.023,{f(V_1 ) =0.001을 넣어 정리해 주면{V_2 = 0.837499{V을 구할 수 있다.6{I_2 =f(V_2 ) = 0.023630{A→ 첫 번째 수행 결과: {V_2 = 0.837499V, {I_2 = 0.023630{A7{DELTA V = V_2 - V_1, {DELTA I = I_2 - I_18{V_1 = V_2, {I_1 = I_29{LEFT | DELTA V RIGHT |와 {LEFT | DELTA I RIGHT |의 값이 둘 다 {e =10^-5보다 작아질 때까지 반복해서 {V_2 , I_2를 구한다.※ Newton Method로 다이오드 동작점 근사 알고리즘{1.초기값 가정: {V_1= 0.7V, {I_1=0.001 A2.{f′{(V_1 ) = {I_S} over {nV_T} e^{{V_1 }over {nV_T}}3.{V_1의 미분값(기울기)과 {V_1= 0.7{V, {I_1 =0.001{A을 이용하여 직선M을 구한다.{y= f′{(x)(x-V_1 ) + I_14. 부하선과 직선 M의 교점 {V_2을 구한다.{V_2 = {1000V_1 f′(V_1 ) - 1000 f(V_1 ) + 5 } over {1000 f′(V_1 ) + 1}5. {I_2 =f(V_2 )6. {DELTA V = V_2 - V_1, {DELTA I = I_2 - I_1, {V_1 = V_2, {I_1 = I_27. {LEFT | DELTA V RIGHT | > eOR {LEFT | DELTAI RIGHT | > e이면 {V_2, {I_2를 반복해서 구한다.4. C로 구현 (프로그램을 통한 동작점 근사)1 CODE{#include#include/* diode 전류와 전압의 변화량의 절대치를 구하기 */#define ABS(X) (X

공학/기술| 2005.02.06| 5페이지| 2,000원| 조회(1,415)

C언어, 다이오드, 전자전기, 뉴턴근사

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